【轉載／重發】LA1600二三事

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本貼原發在礦壇，未待章節調整妥當便關了門，巧有此處佳地，再發為倖。

LA1600二三事

　　LA1600是一片高放／變頻／中放／檢波單片集成收音機電路，外圍元件少、搭建簡單，適合做各種接收機實驗用。數年前壇裏流行大餅機時，LA1600的應用就成爲了話題。在此之前，德生剛剛複刻了經典的2P3機殼，這使我對重燃在2P3中應用集成電路的情懷得到了現實的希望和回應。

噪聲的折騰

　　LA1600已經有很多壇友使用過，各種反應都有，靈敏度不佳和噪聲太大是最多的聲音。爲此做了一個試樣，體驗一下這裏究竟有些什麽貓膩。初步的經驗是，按官方電路和資料製作的機器，縂增益不夠高，底噪確實非常大，特別是900KHz以下的頻段，無台處的噪聲簡直如瀑布決口，幅度直蓋原本可以收到的一百多公里外的弱台信號，這種結果令人難以接受。

　　從芯片的datasheet中查到，在輸入幅度為23dBµ、調製頻率1KHz、調製度為30%的載波信號時，檢波輸出的幅度為43mV（typ值）。23dBµ是芯片的AGC起控的開始點，這時候的縂增益處於將要壓縮未被壓縮的狀態，因此可以通過計算得到縂增益的典型值。23dBµ的絕對值是14.1254µV，輸出音頻信號0.043V除以調製度0.3得到載波的有效值0.14333V，則縂增益為0.14333V/14.1254µV=10147（倍），合80.1269dB。

   

　　試樣機上的測試沒有得到這麽高的效果，大體上是min一欄的水平，強台信號的檢波值都不超過24mV。全部140片芯片，只有一片的檢波輸出在60mV左右，剛剛進入max一欄的視綫（或者說剛剛超過typ），其它的全都處於min之下。算一下min與max之間的差距，竟有10dB的變化。

    試樣機：
   

　　試樣機的中頻濾波用了四極點中頻濾波器的組合，耦合係數取得比較小，因而插入損耗會比較大，大約在10dB左右，猜測是這個原因導致縂增益進一步變小，得不到足夠的輸出信號幅度。稍後製作的官方版雙調諧機和陶瓷濾波器機，都間接證明了這一點，因爲雙調諧和陶瓷濾波器的插入損耗都比四極點濾波器要小一些，檢波輸出都超過了50mV。

    雙調諧機：
   

    陶瓷濾波器機：
   

　　然而接收效果的共同缺點都是一樣的，無台處底噪異乎尋常的大。只要做好了統調，整個中波頻段的無台處都是巨大的噪聲，遠地台只能感受到載波的起伏。以我的方位來説，這些遠地台指的是寧波台、舟山台和紹興台，距離都不算太遠，一百多公里而已。

　　如何消除這麽大噪聲的影響，一時間竟手足無措。一籌莫展之際，看到了某壇友的説法——“（磁棒天綫）次级一般取初级圈数的百分之十五到二十”（http://www.crystalradio.cn/thread-1813257-1-1.html，8樓）。

　　因爲德生使用的雙聯是CBM223P類型的，高端極密，頻率分佈不均衡，所以我用的雙聯是CBM-203，度盤刻度打算重新繪製。這樣磁棒參數就要改變，適應的數據是316.7µH，初級68匝；15%就是10匝，我用了8匝。

　　奇怪的是，當時看到壇友那句話時，15%到20%在腦海中竟解讀成了十五分之一到二十分之一。二十分之一的初級匝數不就是3.4匝嗎？原先的次級匝數是8匝，減了3匝，這樣次級就是5匝，擔心接收到的信號會減小。結果大出意外，載波裏的調製信號幅度可以和噪聲拉開了，至少能夠聽見人聲。

　　又拆去2匝，變成3匝的次級，不但信號强度沒有明顯減弱，反而還能分辨出男女了，甚至一些播報内容也能大致辨別出來，而無台處的噪聲有明顯的降低。

　　興奮之余，繼續拆到2匝、1.5匝、1匝，内容完全能聽出來了。與之前相比，信號强度稍有降低，但信噪比明顯提高，這真是個不可多得的收穫。

    次級拆剩1匝的磁棒天綫：
   

　　小小的思考了幾天，想起壇友說的那句話，基本上是按datasheet中的官方數據得出的結論，本來沒有特別之處，但聯想到這就是一個信號源電阻的產生地，這不就是BJT的噪聲電流在作祟嗎？LA1600輸入端的高放級也是個尋常的晶體管，基極的噪聲電流會流過這個源電阻，源電阻越大，噪聲電流在其上產生的噪聲電壓就越高，這可能就是這塊芯片巨大噪聲的來源。

　　按照官方數據，配合類223P可變電容器的磁棒天綫初級是121匝，次級是30匝。初級電感量為604µH，若以中波頻段的比例中點926.647KHz來計算，感抗為3517Ω，Q0≧120；按經驗係數0.6（以下同）得到的有載Q是72，則諧振阻抗為3517*72=253.2KΩ。折射到次級，其阻抗約為253.2*(30/121)^2≈15.5KΩ。

   

　　估計芯片的pin1端BJT的輸入電阻真有這麽高，因爲這類模擬集成電路中使用的晶體管工作電流都相當小，幾十到幾百微安級，官方數據就是用來匹配它的。

　　再看配合9/340pF可變電容器的磁棒天綫，初級是71匝，次級是10匝。初級電感量為260µH，感抗為1514Ω，Q0≧200，有載Q是120，則諧振阻抗為1514*120=181.655KΩ。折射到次級，其阻抗約為181.655*(10/71)^2≈3.6KΩ。

　　回到我的情況，配合7/270pF可變電容器的磁棒天綫，初級是68匝，次級是8匝。初級電感量為316.7µH，感抗為1844Ω，在板Q0為234，有載Q是140，則諧振阻抗為1844*140=258.148KΩ。折射到次級，其阻抗約為258.148*(8/68)^2=3.573KΩ。

　　次級從8匝拆為5匝，阻抗從3,573Ω降爲1396Ω，這使高放級晶體管的噪聲電流在源電阻上產生的噪聲下降了8.16dB，這是可以顯著辨別出來的變化。

　　繼續從5匝拆到3匝，源阻抗降爲502.6Ω，噪聲電流在源電阻上產生的噪聲又下降了約8.87dB，降噪水平已經達到了17dB，這時候無台處的噪聲，已經接近了尋常收音機無台處的噪聲水平，降噪嘗試基本成功。

　　還差最後一口氣，繼續拆匝數。在2匝時的降噪幅度，用耳朵收貨已經不易分辨了，而1匝時的信號幅度有明顯降低。從1匝到3匝的阻抗是55.8Ω到500Ω，這意味著最佳的噪聲阻抗就在這一段裏，從現象看，這一段的噪聲主體應是電壓噪聲，電流噪聲已經不可聞。

　　按照這樣拆次級匝數的方式，信噪比究竟提高了多少呢？由於噪聲電流影響下的噪聲電壓正比於源電阻，而輸出信號電壓正比於匝數比，那麽電流噪聲產生的電壓從3573*In到55.8*In（In為噪聲電流），降落幅度為3573/55=64倍或36.128dB，信號電壓從8匝減到1匝的降落幅度為8倍或18dB，兩者相抵，得到了18dB的信噪比改善。

　　（順便説明下，上述這種實驗的結果，是在大股數的高Q值調諧回路中達到的，普通0.07mm*28股的利兹綫難以觀察到這種明顯的效果。）

　　但是信號强度畢竟下降了，所以至少再需要放大8倍才行。因爲要增加一個放大器，複雜度也增加了，所以這個放大器不能白加，放大倍數必須超過8，否則很不划算哦！於是給1匝的次級繞組搭了個共柵放大器，長下面這樣：

   

　　這個放大器的電壓增益大約21dB，十倍多一點，聼起來噪聲還是很大。除去原先降低的八倍，實際的增益只有一點二五倍左右，效果極其有限。

（待續）

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寬帶磁棒天綫

　　再回到磁性天綫上繼續挖掘，改成低阻天綫看看。將天綫看作一個中波段的75Ω預選器／濾波器，中心頻率為中波段的比例中點926.647KHz，兩端535KHz和1605KHz的響應幅度是比例中點頻率的-3dB。這個濾波器再與一個屏蔽的LC調諧回路串聯，就形成了LA1600新的輸入電路。

   

   

　　由於天綫回路是諧振的，-3dB點響應分別位於535KHz和1605KHz，這樣在整個中波頻段内大體上呈現阻性，因而天綫繞組的分佈電容影響大部消除，所串聯的LC調諧回路中，在高端需要增加一些補償電容才能完成統調（這對使用類223P可變電容器有利）。若將磁棒天綫的諧振電容器取下，那麽統調特性就和非低阻輸入的磁棒天綫一樣了，這絕對是一個額外的收穫。

　　這種低阻無源寬帶磁棒天綫因爲電感量較小，而且對整個頻段諧振，所以對環境因素引起的振動、人體感應等均不明顯，頻率穩定性比較強。還因爲有諧振電容器的存在，接收效果會比沒有諧振的串聯方式要稍稍強那麽一點點。惟一的限制是，低阻諧振回路部分的電感量不能超過整個調諧回路電感量的1/10，否則會對調諧曲綫產生比較明顯的改變，這會直接改變統調的效果和度盤的分佈。

　　重新統調達到最佳狀態后，從pin6輸出看，原先為0.81xV電壓的同一電臺，現在輸出是0.70xV，變化了0.11V，對應下圖中橫軸47.5dB/m~52.5dB/m的一段，信號强度低了5dB，但是無台處的背景似乎也清晰了一些：

   

　　結果很明顯，低阻磁棒天綫由於等效高度相當於普通磁棒天綫大約40%（0.0016左右），對信號接收的影響是巨大的，所以還得另闢蹊徑。

　　想起德生和日機都用過的一種場效應管高放，在磁棒上用盡可能多的匝數來獲得較高的天綫高度，然後通過施加負反饋降低繞組的阻抗以展寬頻帶寬度，來得到滿意的輸入信號强度和信噪比。這也正是壇裏Edmon老師正在研討的項目，不過有些日子沒看到更新了。

　　手頭正好有0.05mm*100股的紗包利兹綫，繞了一個80匝的繞組，在板Q0竟然達到了嚇人的5000多：

   

　　再繞上10匝的負反饋繞組，這個匝數換算成的電感比例要比德生和Edmon大師仿真和taotao137壇友所用的比例大得多，打算從10匝開始一匝一匝地減去，凴老辦法耳朵收貨。先不接負反饋繞組試聽一下，再接上負反饋繞組試聽，確實有點效果，試到2匝后再恢復到6匝為最滿意處：

   

　　這樣的磁棒天綫繞組確實强大，訊號增强明顯，當然噪聲也同步增强啦。儘管這樣還是頗受鼓舞的，本著等效高度爲王的原則，又用0.05mm*50股的紗包利兹綫繞了130匝的繞組，長度正好適應PCB上預留的導綫焊盤孔位置。自然，負反饋繞組也按電感比例繞了9匝：

   

　　實際試聽的效果，遠地訊號又有所增强，證明了“一寸長，一寸強”的説法不是空穴來風。隨手又拿了一個工作臺上放著未用的62pF獨石電容器，插入原作爲諧振電容與磁棒天綫并聯的位置，驚喜地發現微弱的聲音增强了。這個位置計算的電容值是34pF，再從47pF開始逐步減小再增大，在12pF時聲音最大爲止。做高放用的2SK715的Ciss在Vds為2.5V時約為10pF，做衰耗電阻用的2SK2541的Cds為10pF，加上諧振電容為32pF，被計算值減去后剩2pF，可知天綫繞組與PCB的縂分佈電容值在2pF上下（這個值出乎意外地小）。

　　記得Edmon老師對磁棒天綫的要求是諧振點高於頻段之外，因爲諧振產生的帶寬引起的Q值下降是導致等效損耗增加的重要原因，而等效損耗電阻決定了靈敏度的下限，因而需要取消諧振電容器。我的結果顯然與他的預期結果不同，但與taotao137壇友的結果有相似之處。

　　實測結果表明，對一個選定的遠地電臺信號，測量LA1600的pin6電壓，場强波動的顯示水平在mV級，無諧振電容器時的電壓為0.47xV，加上諧振電容器時的電壓為0.49xV，對pin6電壓特性圖上這一段曲綫測量得到大約21.82mV/dB的斜率，表明正好有大約1dB的改善，場强波動的水平沒有掩蓋測量值：
   

　　這張圖很粗糙，但對於這類實驗的結果作粗測還是很實用的，這證明諧振是有用的，諧振本身説明品質因素的内在作用，就是提升訊號的質量。對特定的天綫來説，場强提高1dB可不是個小事。

　　回頭重新思考Edmon老師説的，天綫繞組自諧振點應位於頻段之外的説法（文末參考資料有鏈接），德生和日機使用的寬帶天綫似乎也支持這種説法。從濾波器的角度來看，所有的電感綫圈如果有自諧振點，那麽一定有分佈電容存在。而一個電感與一個電容的并聯組合，就是一個妥妥的單極點帶通濾波器，而它的中心頻率fo就是自諧振點。

　　帶通濾波器除了有一個中心頻率fo，還有兩個截止頻率，分別是下截止頻率fL和上截止頻率fH，分別位於fo的兩邊，形成三個成員的等比數列，兩個截止頻率對fo的響應是-3dB。對於一個尚未受到控制的LC組合，諧振阻抗非常高（可超過1MΩ），如果希望壓低這個阻抗，使fL和fH位於接收頻段内不超過3dB的帶内波動，那麽就要對LC組合施加負反饋，充分壓扁響應曲綫，使阻抗大幅度下降到希望的範圍内。

　　我的天綫繞組電感量是868µH，2pF分佈電容并聯后的自諧振頻率fo約爲3.82MHz。fo為3.82MHz的濾波器在施加負反饋后達到的帶寬是多少呢？設fL是535KHz，那麽fH=fo^2/0.535≈27.3MHz，於是視在帶寬BW=27.3-0.535≈26.765MHz，則諧振Q值Qr=3.82/26.765≈0.143，這是在沒有限定使用帶寬的情況下得到的結果。

　　如果限定一個535KH到1605KHz的頻段，則fo=sqrt(535*1605)=926.647KHz，而Qr=fo/BW=926.647/(1605-535)=0.866。

　　儅所使用的電感綫圈特性完全一致時，對於所談論的情況，限定帶寬的LC組合得到的相對電壓是0.866，而不限定帶寬得到的相對電壓是0.143，兩者之比是6.0618:1，相當於15.65dB的差別，這個差值顯然是有意義的，這裏實際上還未涉及較大帶寬下引入的寬帶噪聲的影響。

　　到此爲止，經歷了降低輸入信號源電阻、增加前置高放、低阻天綫、共源負反饋天綫、天綫諧振幾個階段，噪聲仍然沒有進一步降低的跡象。和我的對照機（熊貓T51、改制的美多28A、原裝無修并且在狀態的SONY-TR816）相比，似乎是隔著一座噪聲的大山，總也過不去。

（待續）

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噪聲山

　　這還真不是危言聳聽，這座噪聲的大山真的找到了。

　　下圖是使用PVC22KTL可變電容器（9/340pF）的官方電路測試結果，次級阻抗約為3.6KΩ；注意兩條曲綫的標注是錯的，“Noise voltage”應是紅圈指示的噪聲山，而“Detection output”才是上面這條檢波輸出曲綫：
   

　　下圖是使用PVC-LYT可變電容器（140pF/60pF差容）的官方電路測試結果，次級阻抗約為15KΩ：
   

　　圖中的紅圈内，就是噪聲山的峰頂部分。前者出現在40dB/m的場强位置，後者出現在約45dB/m的位置，而檢波輸出電壓也右移了一小部分，可見芯片高放的輸入端噪聲電流的影響有多麽强大，顯然天綫次級呈現的源電阻對噪聲電流在其上的貢獻是顯著的。兩者峰頂的信噪比都在12dB左右，峰頂左邊的信噪比急速下降，兩者的6dB信噪比大體上分別位於30dB/m和35dB/m處。

　　通常情況下，6dB的信噪比可看作是信號幅度比噪聲有效幅度高一倍，似乎信號内容還可以辨別出來，實際上由於噪聲本身的幅度隨機性，導致信號内容經常被壓制，最多也就是辨別男女而已，如果不是預先約定的通聯用語，内容經常難以分辨。在12dB信噪比下内容可以明確分辨，但是伴隨的噪聲無法忽略。6dB和12dB的信噪比之間跨越了10dB/m場强範圍，而之前的努力所能夠達到的水平，僅僅是位於6dB信噪比的位置上，離開12dB信噪比還相當遠，怪不得怎麽努力效果都不明顯。

　　6dB的信噪比對一般人是很難忍受的，就算12dB的信噪比，人耳對噪聲的忍耐度也比語音内容要小得多，時間稍長就會煩躁。現在最要緊的是，找辦法越過這座山，過了這座山，風光就是無限的了！

　　當然沒有意外，跨越噪聲山的最好工具就是一個足夠强大的放大器。在現有基礎上，再增加10dB的增益是非常必要的，它有助於信噪比登頂（即12dB的信噪比）噪聲山，從而進入降噪的新境界。

（待續）

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前置高放

　　前置高放已經是個老掉牙的話題了。從21dB增益的共柵放大器，到30dB增益的共源放大器，再到基於等效高度理念的天綫繞組，得到的信號强度始終沒有越過噪聲山。在現有基礎上再增加10dB的增益，已經是個比較棘手的課題了。好在共柵或共源共基的輸出電阻絕對夠高，繼續嘗試增高輸出端調諧變壓器的抽頭位置，看看能不能突破極限。

　　已知從6dB信噪比到12dB信噪比需要跨越10dB/m的場强範圍，意味著前置高放需要在現有基礎上再增加至少10dB的電壓增益。

　　高放管的類型已經選定，偏置條件也已確定，進一步提升管子的性能已無可能，只有從調諧變壓器上想辦法。

　　現有的高放輸出在高頻變壓器（RFT）的抽頭接入點是16匝，縂匝數是94，縂阻抗是239.7KΩ。考慮到高放管的輸出電阻不能對調諧變壓器有太過顯著的影響，因此抽頭位置盡量限制在50%縂匝數以下，即47匝以内，這也決定了高放管的組態只能是共柵或級聯的共源共基形式。

　　10dB電壓增益是3.16倍，在RFT次級上獲得的提升必須達到或超過這個值。初級抽頭位置提高1倍即32匝，則在次級上提升的電壓是原來的2倍。原有的次級匝數是2匝，增加2匝后的電流噪聲會有一定影響，但此時阻抗為434Ω，沒有超過500Ω，可以再提升1倍信號幅度，與初級所提升的2倍相乘，得到4倍的增益，滿足提升10dB增益的要求。

　　改繞后的RFT竟然沒有懸念，信號輸出提升了4倍，當然噪聲也相應提升了。預定的遠地台提升明顯，噪聲中的語音播報可以明確分辨，特別是到了日出后和日落前120分鐘内時，信號强度終於越過峰（噪聲山）頂，伴隨的噪聲明顯降低了幅度，好像事先約定似的。

　　然後再用一個3296的1KΩ可調電阻代替高放的源極電阻，調整Id至聲音最清晰爲止；原先使用的源極電流是3.8mA，調整后是2.2mA，這離原先認爲要用較大電流有明顯差距，可見管子的噪聲係數基本上不是問題。

　　測量LA1600的pin6電壓，達到了7.0xV~7.8xV之間，對應47dB/m~48dB/m的相對場强位置，越過了40dB/m場强處的噪聲山峰頂，信噪比達到了19dB至20dB（中波輸入／輸出特性圖1中Detection output與Noise voltage之間的垂直距離）。

　　這是所用的共源共基寬帶高放：
   

　　共源共基的這種配置是爲了適應單節鋰電的較低電壓工作，級聯的共基管使用了仍然在產的國產鍺NPN老管子3BG1（居然是2015年的產品），在圖中偏置下的Vbe只有0.1V，因此降落到共源管的Vds尚有2.5V。如果共基管使用硅管的話，Vds將只有2V不到，跨導會大幅下降。

　　共基管的+2.6V電源由來自調諧指示的LED壓降提供，若信號强度過大，會使LED的亮度完全關閉，此時LED壓降下降導致共源管的Vds也同步下降，共源管進入低跨導區域，達到附加的二次AGC作用。這是個額外的收穫，是將原來的增亮式指示改爲減暗式所獲得的收益。

　　電路還可改用共柵寬帶高放：
   

　　共柵輸入從磁棒繞組的抽頭接入，繞組中的電流將在源極一側加强。圖中的負反饋繞組其實並不需要，抽頭部位的阻性負載已經將諧振曲綫充分壓扁了。

　　當然共基寬帶放大器也是可行的：
   

　　還可以使用雙柵場效應管來做放大器：
   

　　這個放大器是共源共基電路的單管變形，國產JFET雙柵管4DJ2的g1與g2在直流上均偏置為地，源極加自偏壓使Id在(2~3)mA左右。

　　3SK320的偏置方法和4DJ2相當；BF998的偏置略有不同，g2接+2.6V，g1直流地電位，源極加自偏壓電阻到0.2V左右，使Id控制在(2~3)mA上下。

　　4DJ2的跨導較低，使用F檔中Idss在(2~3)mA範圍内的管子，短接源極自偏壓電阻，保留最大跨導。

　　。。。。。

（待續）

bd7jwe

好文章，点赞加分、

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本地振蕩器

　　LA1600的優點之一，是本振結構異常簡潔，無須任何抽頭。由於datasheet中的相關數據已經過時，今天的磁性元件已經與過去有較大變化，因此需要重新導出參數。

　　

　　根據圖中數據，導出本振電感次級的比例中值為2.12µH，對應本振頻率中點1428KHz的感抗為19Ω，0.6倍的Q0值與其相乘，得到913Ω的驅動阻抗；其他波段也適用這個阻抗值。以下所有計算均基於7/270pF可變電容器，初級電感量僅是舉例。

　　中波段535KHz-1605KHz

　　電感的物理硬件采用類TTF-1型（7mm*7mm）的中周套件，電感係數為AL=0.036µH/√T，則本振次級所需匝數為T=sqrt(2.12/0.036)=7.67，取8匝。無論初級配合哪種可變電容器，這個次級的匝數是不變的。

　　電感初級的電感量為173µH時，可得匝數為69.5匝。

　　由於在空載情況下的諧振阻抗很高，初級上的振幅峰峰值可達1.2V以上，導致有多個處於短波範圍的雜散頻率點產生，這些頻率點與正好相差455KHz的短波強台相混，就會在中波段高端出現短波台，這種情況已被實踐所證實。中波本振的雜散響應分佈圖：
   

　　未對中波本振阻尼時，實測LA1600本振的FFT頻譜：
   

　　這種情況可采用對初級繞組的振幅用并聯電阻進行阻尼的方式來改善，并聯電阻的最佳阻值是24KΩ，最低不得低於18KΩ。

　　短波4MHz-12MHz

　　頻率中點為7.383MHz，次級驅動阻抗913Ω。

　　物理硬件采用7x7的有五個槽的175型（脫胎於日本FCZ-07S）套件，電感係數為0.007/√T，Q0為70，0.6倍則為42，故得到次級電感為913/42/ω=0.4686µH，則本振次級所需匝數為T=sqrt(0.4686/0.007)=8.182，取8匝，均匀分佈於5個槽中。

　　初級電感量為4.426µH時，得匝數為25匝。

　　初級并聯的阻尼電阻最佳阻值是2KΩ，最低不得低於1.5KΩ。

　　短波6MHz-18MHz

　　頻率中點為10.847MHz，次級驅動阻抗913Ω。

　　物理硬件同上，得次級電感值為0.319µH，則本振次級所需匝數為T=sqrt(0.319/0.007)=6.75，取7匝，均匀分佈於5個槽中。

　　初級電感量為2.05µH時，得匝數為17匝。

　　初級并聯的阻尼電阻最佳阻值是1.5KΩ，最低不得低於1.1KΩ。

　　小資料：對標10x10的FCZ-10S中周是155型套件，AL=0.012/√T，四個槽。155型與175型在寳上都可以找到。

（待續）

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前置中放

　　給LA1600增加前置中放是個不錯的想法，這是壇友創造的好辦法，而且還智慧地采用了2SK596這個原本用於駐極體受話器阻抗轉換用的管子。雖然這個老舊的管子跨導不高，但1mS的最大跨導足夠讓一個通過中頻變壓器放大的電路產生囘授嘯叫。内置的柵源電阻使外部元件減少，很小的工作電流使器件能夠無需偏置而穩定工作，本身的噪聲也足夠低，不至於對整個中放系統的穩定性造成明顯影響。

　　使用陶瓷濾波器的中放通常長這樣：
   

　　通過變壓器的升壓作用，這個放大器的增益在8.6dB左右，可以補償芯片本身的增益不足。

　　另一種稍有變化的陶瓷濾波器中放長這樣：
   

　　增加一個柵地電阻和一個源極自偏置電阻，選用跨導更大的JFET，可以得到增益更高的放大器。

　　還可以有兩級雙調諧的中放：
   

　　如果偏愛純中周結構，可以使用這樣的兩級雙調諧放大器，這能夠提供高達20dB以上的增益和至少26dB以上的選擇性。源極自偏置電阻可以調節增益，而柵極的抽頭形式輸入，可以抑制中頻囘授的產生，畢竟增加中和措施是件麻煩的事情。

（待續）

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二次AGC

　　傳統的二次AGC是在第一中頻變壓器上并聯一個可變的衰耗阻抗來完成的，這是個不得已的方法。集成的單片收音機通常提供AGC輸出信號，這使芯片的外部AGC控制更有優勢。比較簡便而有效的方法是控制信號輸入端的衰耗阻抗，使強信號在混頻之前就被控制到適當的電平，從而不至於影響到整機的信號處理質量。

　　這是在普通的磁棒天綫上做的控制，信號達到足夠强度時，2SK2541導通使R接地，從而將天綫初級的諧振阻抗充分降低，於是信號强度也將充分減弱：
   

　　R的值通常選擇天綫初級諧振阻抗的1/10~1/100，這樣在起控后將產生20dB或更大的衰減量。

　　低阻天綫也能這樣做，但R的值要小得多。對於前例中的共源共基或雙柵管使用的寬帶天綫，阻抗大約4.376KΩ，則R可選用430Ω以下的阻值：
   

　　選擇2SK2541作爲增益控制的衰耗元件，是因爲有足夠小的Co，和足夠低的Vt，這兩項能結合在一起的MOS管不多。而且嘗試用LCR表測量Cd-gs，得到了大約200~300的Q值和10.5pF左右的縂容量，這意味著與調諧回路并聯時，不容易對要衰耗的電路產生明顯的影響。比較適合的衰耗接入點是在寬帶天綫熱端，或者調諧回路的抽頭接入點。Vt在0.95V~1.05V之間時，可以確保最大信號時的AGC電壓充分打開管子，使Ron在200Ω以下的水平。

　　放大器本身也能產生二次AGC的附加效果，但僅局限於共源共基或雙柵管類型，通過控制基極電位或雙柵管的G2電位來獲得結果。這是提供這種效果的附加電源，由調諧指示的LED壓降產生：
   

　　儅Vds降到足夠低時，信號會受到壓縮，從而減小信號中的調製深度，檢波后的信號會變得失真，這就要求在最大信號時控制AGC使Vds不低於2V；所以對於雙柵管以外的形式，這不是必要的方法。

（待續）

Longshort

小結

    １）模擬IC的輸入端噪聲電流是個必要的關注點；噪聲電流產生的噪聲電壓與信號源電阻成正比。
    ２）在可能的情況下，共柵類型的電路組態作爲前置級，輸出負載電阻宜盡可能地高，增益爲王。
    ３）限定帶寬的寬帶磁棒天綫是有意義的。
    ４）不同波段的本振數據，從固定的驅動阻抗入手。
    ５）用好模擬IC，外部的二次AGC同樣是重要的關注點。
    ６）芯片選型從噪聲山入手，所有提供噪聲山數據的datasheet都值得一探究竟：

        TA8122的噪聲山：
        

        LA1810的AM噪聲山：
        

        TEA5551T的噪聲山：
        

        AN7224的噪聲山：
        

    　　比較起來，在已經提到的幾種噪聲山中，LA1600的性能是最差的，它的價值在於對模擬收音
    　　機芯片的重新認識。


參考資料
   
   
     
   
   
    Edmon: 探索灵敏度极限1: 磁棒天线Q值大比拼+通用快速Q值测量法

（結束）

扒衣广场

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